适合MCU的低功耗、高精度RC振荡电路设计研究

摘要：随着物联网、智能家居等行业的发展,对低功耗微控制单元(MCU)产品的需求日益增加。针对低功耗MCU产品的要求,提出了一种可降压、频率可调、低功耗、高精度的16MHzRC振荡电路。利用CMOS亚阈值区工作特性设计电路,有效地减小了工作电流。MCU低功耗设计大多支持降压操作,为保证降低工作电压时振荡电路输出频率的精度,内置低功耗、低压差线性稳压器(LDO)为RC振荡电路提供稳定的工作电压。此外,因工艺、温度、电压以及寄生效应其实际输出频率偏差较大,RC震荡电路配备了8位调频控制位,可通过调频控制位调回理想频率。该电路基于0.11μmCMOS工艺进行设计,使用CadenceSpectre对电路进行仿真,仿真结果显示,工作电压在1.6～3.6V的范围内变化,振荡电路输出频率的精度偏差范围为-0.48%～+0.2%,温度在-40～85℃范围内变化,其输出频率的精度偏差范围为-0.24%～+0.18%,稳定工作后其总电流为82.2μA,功耗最低仅为131.5μW,频率可调范围为-32.84%～+33.47%。仿真结果表明该RC振荡电路具有低功耗、高精度、频率可调等优点,非常适合集成于低功耗MCU芯片之内。

关键词： MCU RC振荡电路 低功耗 电路 高精度

1、引言

MCU芯片应用十分广泛，包括家电、数码、汽车、工业、医疗电子等多个领域，市场需求十分巨大，特别是近年来随着物联网、智能家居等新兴领域的发展，MCU芯片的市场需求呈井喷式提升。随着MCU市场的增大，对芯片高性能与低功耗的要求日益提高，然而高性能和低功耗是两个相互矛盾的指标，为了在实现低功耗的同时保证性能，只能用电源管理的方式。MCU一般有sleep、run、stop和standby等模式，不同模式工作在不同的电压条件下，正常运行模式下，MCU工作在高电压，芯片性能最高，功耗最大；低功耗运行模式下，芯片工作在低电压，芯片性能降低，功耗降低，这就使得MCU芯片工作在一个比较宽的电压域[1]。然而，不论是工作在何种模式、何种电压条件下，MCU都需要稳定的系统时钟，因此，要求MCU内部时钟源支持降压操作。MCU时钟源一般分为片内和片外两种，出于成本考虑，MCU一般都会集成内部时钟。适合作为MCU系统时钟的振荡器一般包括晶体振荡器、环形振荡器、LC振荡器和RC振荡器。其中，晶体振荡器精度和稳定性最高，但不能集成于MCU芯片内部，一般作为片外系统时钟源；其他3种振荡器能够集成于MCU片内，但各有优缺点，环形振荡器结构简单、功耗低，但其稳定性较低，不能满足MCU系统时钟的性能要求；LC振荡器稳定性高，但电感的使用导致面积较大且成本较高；RC振荡器面积较小、成本较低，但其精度、稳定性易受温度和电源电压影响。出于市场需求，一般采用成本更低、面积更小的RC振荡器作为低功耗MCU的内部时钟，其精度易受温度和电源电压影响的问题可以通过电路优化来解决。

本文设计了一种适用于MCU片内时钟源的RC振荡电路，电路结构主要包括RC振荡器、基准偏置电路、LDO电路和调频网络。该电路多处采用低功耗设计：首先，该电路支持降压操作，通过降低电压的方式降低功耗，在1.6～3.6V电源电压范围，可输出16MHz稳定时钟信号；其次，利用CMOS管亚阈值区特性，使整个电路偏置在低电流工作状态，通过减小电流降低功耗，基准偏置电路利用CMOS管亚阈值区特性使基准输出纳安级的偏置基准电流；LDO采用低功耗结构，利用工作在亚阈值区CMOS管跨导变大的特性，LDO内部运放差分输入级工作在亚阈值区且仅采用一级运放结构，降低功耗的同时确保足够的增益，LDO零负载电流仅为1.5μA,RC振荡器内部两个比较器差分输入级同样工作在亚阈值区且两个比较器共用同一个尾电流，降低功耗的同时确保比较器的性能。此外，其输出频率的精度和稳定性也通过相应电路设计来保证，该RC振荡电路配置了8位调频控制位，可供系统校准时钟使用以保证其精度，偏置基准电路对其输出基准偏置电流进行零温度补偿设计，LDO为RC振荡器和调频网络提供稳定的1.5V工作电压以保证其稳定性。

2、低功耗、高精度RC振荡电路设计

RC振荡电路结构如图1所示，整个电路主要分为4个子模块：基准偏置电路、LDO、调频网络和RC振荡器。基准偏置电路工作的稳定性直接影响着整个电路的功耗以及精度，因此，该电路的设计尤为重要，该模块采用CMOS的亚阈值区特性进行设计，通过降低各个模块的偏置基准电流来降低RC震荡电路的功耗，此外，还利用CMOS亚阈值区电流的正温度特性和电阻的负温度特性对输出电流进行温度补偿，使其具有更小的温漂系数，来确保输出频率的精度；LDO模块主要作用是通过抑制电源电压大波幅变化为后级电路提供稳定的1.5V工作电压，来保证RC振荡电路输出频率的精度；调频网络由一组电流镜组成，通过8位控制信号控制8个电流镜开关得到不同比例的基准电流，电流镜网络通过并联的方式得到不同大小的充电电流，RC振荡器的输出频率和充电电流成正比，因此调频网络是一个8位控制的电流镜网络；RC振荡器根据充电电流的大小输出不同大小的振荡频率，从而达到调频的效果。

图1RC振荡电路结构框图

2.1 RC振荡器电路设计

RC振荡器如图2所示，主要由充电电容、比较器和RS触发器组成。工作原理如下：当rst信号为高，rst＿n信号为低时，比较电路不工作，P2管打开，Q点被上拉至高电位，N1管打开，电容C0上没有电荷，C0上端表现为低电位；QN点被下拉至零电位，M2管关闭，P1管打开，电容C1上积累电荷，充电至高电位；rst信号变为低，rst＿n信号为高，电路开始工作，P1、P2和N3关闭，C0上端电压为低，C1上端电压为高，经过比较器电路，V0点为高电位，V1点为低电位，经过RS触发器电路，Q点为高电位，QN点为低电位；Q点为高电位，QN点为0,N1管打开，N2管关闭，C0上积累电荷充电至高电位，C1释放电荷变为低电位，经过比较电路、RS触发器，Q点变为低电位，QN变为高电位。如此往复，便能产生稳定的周期信号。

图2RC振荡器结构

RC振荡器工作时序如图3所示，以电容C0为例，N1管关闭，C0上开始充电，积累电荷电压升高，当C0上电压超过Vref时比较器输出端开始发生翻转变为低电位，充电时间为tcharge，然后RS触发器Q端跟着发生翻转，因为比较器和RS触发器都有一定的延迟时间，所以要经过延迟时间后，N1管打开，C0放电。

图3RC振荡器工作时序

电容和电流的关系式为：

充电电流对电容C0充电，当C0上持续积累电荷，达到比较器阈值电压Vref后，C0开始放电，因此充电电流Icharge、电容C0的值C和电容C0两端的电压关系可表示为：

充电时间tcharge可表示为：

理想情况下，忽略比较器和RS触发器的延迟时间，两个充电时间为一个周期，振荡电路的输出频率可表示为：

式中Iref1是由偏置电路提供的理想基准电流，不随电源电压和温度变化而变化，为一个固定值，可知电阻R和电容C的值选定之后，振荡频率大小仅与充电电流Icharge有关，因此可通过调频网络改变充电电流的值来改变RC振荡器的输出频率。

实际电路中，振荡周期T主要由电容时间和比较器、RS触发器的延迟时间决定：

结合式（4）和式（7）可以看出，当充电电流Icharge、基准电流Iref、电容C和电阻R的参数确定后，RC振荡器的输出频率仅受td影响。非理想情况下，比较器和RS触发器延迟时间td易受电源电压和温度变化影响，而Iref1是偏置基准电路提供的理想基准电流，电阻R为两种不同温度特性组合的零温漂电阻，电容的温漂系数很小，可忽略不计，因此，RC振荡器的精度主要受td影响。为了提高振荡电路的输出频率稳定性，本文是通过减小延迟时间td在整个周期所占比重来进行的，使得tcharge远远大于td，即使参数不理想，也对整个振荡周期稳定性影响很小，具体作法是增加比较器尾电流的值，使其状态翻转得更快速、延时时间更小，增加RS触发器的驱动能力减小自身的延迟时间。比较器结构如图4所示。

图4比较器电路

电路结构中两个比较器的同向输入端共用同一端口Vref，且反向输入端逻辑互补，由于在同一时刻只有一个比较器工作，因此可以把两比较器合并成图4结构，VP作为同向公共端，VN0和VN1为两个反向输入端，减少一个尾电流源，两个比较器共用一个尾电流源从而减小一半的功耗电流，此外，增大尾电流、使N0～N2工作在亚阈值区，减小比较器延迟时间。

2.2 基准偏置电路

偏置电路的稳定性直接影响RC振荡电路输出频率的稳定性，且RC振荡电路要求低功耗，因此，RC振荡器对偏置温度特性和电源抑制特性要求比较高，而为了有效降低功耗，不仅电源电压可降低而且要减小工作电流，因此采用工作在亚阈值区的电流镜[2]。基准偏置电路结构如图5所示，电路由启动电路、基准电路、偏置电路组成。

图5基准偏置电路

启动电路由P0、P1和C0构成，主要作用是帮助电路脱离零状态简并点，具体过程如下：当电源电压VDDA上电后，P0管导通，由于电容C0存在，P1栅极仍然为低电位，P1导通为基准电路提供启动电流，当电路正常工作后，由于C0上积累电荷变为高电位，P1关断，启动电路失效。

基准电路由P2、P3、N0、N1和R0构成，其中P2和P3组成基本电流镜工作在强反型区，且尺寸相同以保证两PMOS管漏极电流相等，N0和N1都工作在亚阈值区，以确保更小的工作电流。

由亚阈值区CMOS管漏极电流公式：

可得栅源电压与源漏电流的关系：

N0和N1栅极电位相等且流过其漏极电流相等，可得：

设N0和N1管的宽长比W/L的比值(W/L)0/(W/L)1为K,

可以看出理想条件下，电流与电源电压无关，然而Vt的温度系数是一个正值，所以电流随着温度增加而增加，由式（11）可知想要获取零温度，选取具有正温度系数的电阻R，使得温度变化时不变即可得到零温漂电流。电阻R是由两种不同的温度系数电阻串联构成的组合电阻，具有适当的温度系数对电流进行温度补偿。

偏置电路为调频网络和RC振荡器提供理想偏置基准电流和基准电压。通过基本电流镜获得镜像不同比例系数的基准电流，在利用基准电流流过零温漂组合电阻便可得到理想基准电压。Vbias0为LDO中放大电路尾电流源提供偏置，Vbias1为振荡电路中比较器尾电流源提供偏置，Vref为LDO提供输入基准电压，Iref0为调频网络提供基准电流，Iref1流过零温漂电阻为RC振荡电路内部比较器提供翻转阈值电压Vref。

2.3 LDO电路

由于电压域为1.6～3.6V，大电压波幅会给电路稳定性造成恶劣的影响，为了提高振荡电路的稳定性，采用LDO电路使RC振荡电路工作在稳压条件下，LDO电路结构如图6所示，该电路采取低功耗设计，运放采用一级运放5管单元结构，该结构由P0～P1、N0～N2组成，相比于多级运放能够提供更高的增益，但功耗更高，一级运放虽然能够提供更低的功耗但增益不够。为改善一级运放增益不足的问题，使输入对管工作在亚阈值区以提升输入对管的跨导，进而提升一级运放的增益；R0和R1组成反馈网，提供反馈系数，确定输出电压和输入基准电压的关系；C0和R0对整个环路相位进行补偿，提供足够的相位裕度，使LDO电路能够稳定地工作。LDO主要性能参数如表1所示，可知该LDO基本满足RC振荡器设计需求。

图6LDO电路

表1LDO的主要性能参数

2.4 调频网络

理想条件下RC振荡电路的输出频率仅与电阻R、充电电容C和充电电流Icharge有关，但在实际电路中，因为工艺偏差，电阻、电容和充电电流都会有所波动，而且环境温度的变化也会造成输出频率的波动，此外，寄生效应对RC振荡电路输出频率影响较大。因此，需要RC振荡电路配置可调频控制位，在实际电路输出频率偏离理想频率的情况下，能够调回理想频率。而且可调频率的另一个优势是RC振荡电路可配合MCU芯片内部计数器和外部晶振进行实时自动校准，提高振荡器输出频率的精度。由式（5）可知，理想情况下，振荡电路输出频率与充电电流成正比，因此可通过调节电流的方式调节输出频率[3]，其电路结构如图7所示，电流Iref是由偏置电路提供的理想基准电流源，为了抑制MOS管的沟道长度调制，电流镜调频网络基本单元采用共源共栅电流镜结构[4]，以提升镜像电流的精度，镜像电流网络由8位控制信号Trm<7:0>控制8个MOS开关，用于调节电流Icharge的大小。

图7调频网络电路

充电电流Icharge和Iref0的关系如式（12）所示，电流值可调范围约为-32.84%～+33.47%，充电电流和输出频率成正比，理想情况下频率可调范围为-32.84%～+33.47%。

3、仿真结果与分析

本文基于0.11μmCMOS工艺设计了一种低功耗、带有8位可调频率控制位、高速、高精度的16MHzRC振荡电路，并通过CadenceSpectre软件对电路的主要参数进行了仿真。

偏置电路输出基准电流的稳定性直接影响着整个振荡电路的稳定性和功耗，因此首先对偏置电路的基准电流进行了仿真。在电源电压3V、典型工艺角TT条件下，对温度进行DC扫描，温度从-40℃到85℃变化时，基准电流随温度变化的仿真波形如图8所示，基准电流变化范围为346.7～352.0nA，变化约为1.5%。在温度25℃、典型工艺角TT条件下，对电源电压进行DC扫描，电源电压从1.6V到3.6V变化时，基准电流随电压变化的仿真波形如图9所示，基准电流变化范围为333.48～350.16nA，变化约为5%。

在电源电压3V、温度25℃、典型工艺角TT的条件下，RC振荡电路关键节点C0和C1的端电压、比较器阈值电压Vref、RS触发器输出电压VQ和VQN的瞬态仿真结果如图10所示，Vref为900.02mV，周期为62.3ns，频率为16.05MHz，比较器和RC触发器延迟时间td为1.117ns,2td为2.234ns，延迟时间td约占整个周期的3.6%，延迟时间td的非理想偏差对振荡电路输出频率的精度影响很小。

图8基准电流温度特性仿真波形

图9基准电流和电源电压关系仿真波形

图10RC振荡电路关键节点瞬态仿真结果

在电源电压3V,TT、SS和FF工艺角条件下，RC振荡电路输出频率随温度变化的仿真结果如图11所示，温度在-40～85℃范围内变化，其频率变化范围是15.962～16.028MHz，其频率精度偏差范围为-0.24%～+0.18%。在温度25℃，TT、SS和FF工艺角条件下，RC振荡电路输出频率随电压变化的仿真结果如图12所示，源电压在1.6～3.6V范围内变化，频率变化范围为15.923～16.032MHz，频率精度偏差范围为-0.48%～+0.2%。温度在-40～85℃范围内变化时，基准电流变化了1.5%，而振荡电路输出频率仅变化了0.42%；源电压在1.6～3.6V范围内变化，基准电流变化了5%，而振荡电路输出频率仅变化了0.68%。对比仿真结果表明，基准电流随外部条件的变化对振荡电路输出频率的精度影响很小，这是因为：式（5）中Icharge和Iref1都是由基准偏置电路通过电流镜生成的电流，分别位于分式的分子和分母中，两电流具有相同变化的特性，因此理想情况下整个分式比值基本不变，因此本文设计的RC振荡电路能够抑制外部条件变化所引起的频率偏差，具有更高的输出精度。

图11输出频率和温度关系仿真波形

图12输出频率和电源电压关系仿真波形

图13为工作电压3V、温度25℃、典型工艺角TT的条件下，RC振荡电路工作稳定后总电流的一段仿真波形图，其平均值为82.2μA。

对比文献[5]～[8]中提到的RC振荡器，本文提出的RC振荡器输出频率的精度有明显优势，每1MHz所消耗的电流（μA/MHz）适中，且输出频率较高，更适合用做MCU系统时钟源。

图13振荡电路的总电流仿真波形

4、结论

本文基于0.11μmCMOS工艺设计了一种低功耗、带有8位可调频率控制位、高速、高精度的16MHzRC振荡电路，并通过CadenceSpectre软件对电路的主要参数进行了仿真。仿真结果表明，电源电压在1.6～3.6V范围内变化，振荡电路输出频率的精度偏差范围为-0.48%～+0.2%，温度在-40～85℃范围内变化，振荡电路输出频率的精度偏差范围为-0.24%～+0.18%，可调频率范围-32.84%～+33.47%，稳定工作后总电流为82.2μA，最低功耗可达131.5μW。本文设计RC振荡的电路具有低功耗、高速、高精度频率可调等优点，适合集成到低功耗MCU芯片内部作为时钟源电路。